图1 　实现零电压开通电路的原理图 

      此电路实现了在Mos 漏极电压达到谷底时开通，尽可能地减小了Mos 管漏极对地电容在高电压情况下放电造成的损耗。

图2 　电路工作时各点波形图

    2.3 　同步整流驱动设计

　　在一般的反激式开关电源中， 二次侧的整流二极管损耗也是电源效率的重要影响因素之一， 可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来缓解这个问题。但一方面， 这种改良对性能的影响并不是非常显着； 另一方面， 在本应用中， 输出电压较高， 而肖特基二极管的反向耐压一般较低， 难以满足要求。

　　比较好的方法就是采用同步整流技术， 用导通电阻低的Mos 管替代传统的整流二极管。同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型，按工作原理分， 又可以分为电压型驱动 、电流型驱动和谐振型驱动等。这些同步整流方式各具特点，但也各有不足。文献中提出了一种较为实用的电流型同步整流驱动方案， 但由于将Mos 管的门极驱动电压钳位在输出电压， 而门极击穿电压较低， 因此只适用于较低输出电压的情况。

　　本文提出了一种新型的混合型同步整流方案，电路结构如图3 所示， 其工作原理简单描述如下：

图3 　同步整流方案的电路结构

          T3 与T4 分别为变压器上的两个绕组： 其中， T3 为二次侧绕组， 用于能量的传递， T4 为辅助绕组。T4上的电压跟随T3 的电压升高， 用以开启同步整流Mos 管M1。CT1 与CT2 则为电流互感器CT 的两个绕组， 其中， 初级绕组CT1 被串在主电路中， 用于检测流经Mos 管的电流。当CT1 中的电流下降到零时， CT2 将把M1 关断。因此， 此方案以电压信号控制Mos 管导通， 电流信号控制Mos 管关断， 不仅效率高， 而且工作稳定， 不存在误开通的情况。下面将对这种驱动方案的工作过程做详细分析。

　　1） 第一阶段， 变压器一次侧Mos 管关断， 电流从变压器的一次侧换流到二次侧。T3 绕组通过CT1 , M1 为输出电容器C3 充电。T3 绕组的输出电压被钳位于C3 两端电压（在本应用中约为52V） 。

　　由于T4 绕组为变压器的一个辅助绕组， 因此， 同名端B 点的电压比例上升至一个高电压（在此应用中约为10V） 。则B 点电压通过二极管D2 为电容器C1、C4 充电。其中， 电容器C4 为Mos 管M1 的门极输入电容， 通常小于1nF , 以虚线示出。电容器C1为外加电容， 取C4 电容值的10 倍以上。由于C4 远小于C1 , 并且电容值很小， 根据电容器的串联分压原理， C 点电压很快被充至近10V , M1 导通。同时， 电流互感器CT 中的能量从绕组CT2 通过二极管D1 馈入输出电容器C3 , 降低了开关驱动损耗，D 点电压也被钳制在约52V。