图3b为降压转换器中的关键脉冲电流回路提供了一个布局例子。为了限制电阻压降和过孔数量，功率元件都布放在电路板的同一面，功率走线也都布在同一层上。当需要将某根电源线走到其它层时，要选择在连续电流路径中的一根走线。当用过孔连接大电流回路中的PCB层时，要使用多个过孔，尽量减小阻抗。

　　图4显示的是升压转换器中的连续电流回路与脉冲电流回路。此时，应在靠近MOSFET QB与升压二极管D的输出端放置高频陶瓷电容CHF.

　　图5是升压转换器中脉冲电流回路的一个布局例子。此时关键在于尽量减小由开关管QB、整流二极管D和高频输出电容CHF形成的回路。

图5,本图显示的是升压转换器中的热回路与寄生PCB电感（a）；为减少热回路面积而建议采用的布局（b）。

　图6和图7（略）提供了一个同步降压电路的例子，它强调了去耦电容的重要性。图6a是一个双相12VIN、2.5VOUT/30A（最大值）的同步降压电源，使用了LTC3729双相单VOUT控制器IC.在无负载时，开关结点SW1和SW2的波形以及输出电感电流都是稳定的（图6b）。但如果负载电流超过13A,SW1结点的波形就开始丢失周期。负载电流更高时，问题会更恶化（图6c）。

　　在各个通道的输入端增加两只1μF的高频陶瓷电容，就可以解决这个问题，电容隔离开了每个通道的热回路面积，并使之最小化。即使在高达30A的最大负载电流下，开关波形仍很稳定。

　　高DV/DT开关区

　　图2和图4中，在VIN（或VOUT）与地之间的SW电压摆幅有高的dv/dt速率。这个结点上有丰富的高频噪声分量，是一个强大的EMI噪声源。为了尽量减小开关结点与其它噪声敏感走线之间的耦合电容，你可能会让SW铜箔面积尽可能小。但是，为了传导大的电感电流，并且为功率MOSFET管提供散热区，SW结点的PCB区域又不能够太小。一般建议在开关结点下布放一个接地铜箔区，提供额外的屏蔽。

　　如果设计中没有用于表面安装功率MOSFET与电感的散热器，则铜箔区必须有足够的散热面积。对于直流电压结点（如输入/输出电压与电源地），合理的方法是让铜箔区尽可能大。

　　多过孔有助于进一步降低热应力。要确定高dv/dt开关结点的合适铜箔区面积，就要在尽量减小dv/dt相关噪声与提供良好的MOSFET散热能力两者间做一个设计平衡。

功率焊盘形式

　　注意功率元件的焊盘形式，如低ESR电容、MOSFET、二极管和电感。图8a（略）和8b（略）分别给出了不合理和合理的功率元件焊盘形式。

　　对于去耦电容，正负极过孔应尽量互相靠近，以减少PCB的ESL.这对低ESL电容尤其有效。小容值低ESR的电容通常较贵，不正确的焊盘形式及不良走线都会降低它们的性能，从而增加整体成本。通常情况下，合理的焊盘形式能降低PCB噪声，减小热阻，并最大限度降低走线阻抗以及大电流元件的压降。

　　大电流功率元件布局时有一个常见的误区，那就是不正确地采用了热风焊盘（thermal relief），如图8a（略）所示。非必要情况下使用热风焊盘，会增加功率元件之间的互连阻抗，从而造成较大的功率损耗，降低小ESR电容的去耦效果。如果在布局时用过孔来传导大电流，要确保它们有充足的数量，以减少阻抗。此外，不要对这些过孔使用热风焊盘。

　　图9（略）是有多个板上电源的应用，这些电源共享相同的输入电压轨。当这些电源互相不同步时，就需要将输入电流走线隔离开来，以避免不同电源之间耦合公共阻抗噪声。每个电源拥有一个本地的输入去耦电容倒是不太关键。

　　对于一只PolyPhase单输出转换器，为每个相做一个对称布局有助于热应力的均衡。

　　布局设计实例

　　图10（略）是一个设计实例，它是一个3.5V~14V,最大输出1.2V/40A的双相同步降压转换器， 使用了LTC3855 PolyPhase电流模式步进降压控制器。在开始PCB布局前，一个好的习惯是在逻辑图上用不同颜色特别标示出大电流走线、高噪声的高dv/dt走线，以及敏感的小信号走线。这种图将有助于PCB设计者区分开各种走线。

　　图11（略）是这个1.2V/40A电源的功率元件层上的功率级布局例子。图中，QT是高侧控制MOSFET,QB是低侧同步FET.可选择增加QB的接地面积，以获得更多的输出电流。在功率元件层的下方，放了一个实心的电源地层。